几种基本类型的开关电源

顾名思义，开关电源就是利用电子开关器件（如晶体管、场效应管、可控硅闸流管等），通过控制电路，使电子开关器件不停地“接通”和“关断”，让电子开关器件对输入电压进行脉冲调制，从而实现 DC/AC、DC/DC 电压变换，以及输出电压可调和自动稳压。

开关电源一般有三种工作模式：频率、脉冲宽度固定模式，频率固定、脉冲宽度可变模式，频率、脉冲宽度可变模式。前一种工作模式多用于 DC/AC 逆变电源，或 DC/DC 电压变换；后两种工作模式多用于开关稳压电源。另外，开关电源输出电压也有三种工作方式：直接输出电压方式、平均值输出电压方式、幅值输出电压方式。同样，前一种工作方式多用于 DC/AC 逆变电源，或 DC/DC 电压变换；后两种工作方式多用于开关稳压电源。

根据开关器件在电路中连接的方式，目前比较广泛使用的开关电源，大体上可分为：串联式开关电源、并联式开关电源、变压器式开关电源等三大类。其中，变压器式开关电源（后面简称变压器开关电源）还可以进一步分成：推挽式、半桥式、全桥式等多种；根据变压器的激励和输出电压的相位，又可以分成：正激式、反激式、单激式和双激式等多种；如果从用途上来分，还可以分成更多种类。

串联式开关电源

串联式开关电源的工作原理

图 1-1-a 是串联式开关电源的最简单工作原理图，图 1-1-a 中 Ui 是开关电源的工作电压，即：直流输入电压；K 是控制开关，R 是负载。当控制开关 K 接通的时候，开关电源就向负载 R 输出一个脉冲宽度为 Ton，幅度为 Ui 的脉冲电压 Up；当控制开关 K 关断的时候，又相当于开关电源向负载 R 输出一个脉冲宽度为 Toff，幅度为 0 的脉冲电压。这样，控制开关 K 不停地“接通”和“关断”，在负载两端就可以得到一个脉冲调制的输出电压 uo。

图 1-1-b 是串联式开关电源输出电压的波形，由图中看出，控制开关 K 输出电压 uo 是一个脉冲调制方波，脉冲幅度 Up 等于输入电压 Ui，脉冲宽度等于控制开关 K 的接通时间 Ton，由此可求得串联式开关电源输出电压 uo 的平均值 Ua 为：

串联式开关电源输出电压的波形图

式中 Ton 为控制开关 K 接通的时间，T 为控制开关 K 的工作周期。改变控制开关 K 接通时间 Ton 与关断时间 Toff 的比例，就可以改变输出电压 uo 的平均值 Ua。一般人们都把称为占空比（Duty），用 D 来表示，即：

串联式开关电源输出电压 uo 的幅值 Up 等于输入电压 Ui，其输出电压 uo 的平均值 Ua 总是小于输入电压 Ui，因此，串联式开关电源一般都是以平均值 Ua 为变量输出电压。所以，串联式开关电源属于降压型开关电源。

串联式开关电源也有人称它为斩波器，由于它工作原理简单，工作效率很高，因此其在输出功率控制方面应用很广。例如，电动摩托车速度控制器以及灯光亮度控制器等，都是属于串联式开关电源的应用。如果串联式开关电源只单纯用于功率输出控制，电压输出可以不用接整流滤波电路，而直接给负载提供功率输出；但如果用于稳压输出，则必须要经过整流滤波。

串联式开关电源的缺点是输入与输出共用一个地，因此，容易产生 EMI 干扰和底板带电，当输入电压为市电整流输出电压的时候，容易引起触电，对人身不安全。

串联式开关电源输出电压滤波电路

大多数开关电源输出都是直流电压，因此，一般开关电源的输出电路都带有整流滤波电路。图 1-2 是带有整流滤波功能的串联式开关电源工作原理图。

带有整流滤波功能的串联式开关电源工作原理图

图 1-2 是在图 1-1-a 电路的基础上，增加了一个整流二极管和一个 LC 滤波电路。其中 L 是储能滤波电感，它的作用是在控制开关 K 接通期间 Ton 限制大电流通过，防止输入电压 Ui 直接加到负载 R 上，对负载 R 进行电压冲击，同时对流过电感的电流 iL 转化成磁能进行能量存储，然后在控制开关 K 关断期间 Toff 把磁能转化成电流 iL 继续向负载 R 提供能量输出；C 是储能滤波电容，它的作用是在控制开关 K 接通期间 Ton 把流过储能电感 L 的部分电流转化成电荷进行存储，然后在控制开关 K 关断期间 Toff 把电荷转化成电流继续向负载 R 提供能量输出；D 是整流二极管，主要功能是续流作用，故称它为续流二极管，其作用是在控制开关关断期间 Toff，给储能滤波电感 L 释放能量提供电流通路。

在控制开关关断期间 Toff，储能电感 L 将产生反电动势，流过储能电感 L 的电流 iL 由反电动势 eL 的正极流出，通过负载 R，再经过续流二极管 D 的正极，然后从续流二极管 D 的负极流出，最后回到反电动势 eL 的负极。

对于图 1-2，如果不看控制开关 K 和输入电压 Ui，它是一个典型的反型滤波电路，它的作用是把脉动直流电压通过平滑滤波输出其平均值。

图 1-3、图 1-4、图 1-5 分别是控制开关 K 的占空比 D 等于 0.5、《0.5、》 0.5 时，图 1-2 电路中几个关键点的电压和电流波形。图 1-3-a）、图 1-4-a）、图 1-5-a）分别为控制开关 K 输出电压 uo 的波形；图 1-3- b）、图 1-4-b）、图 1-5-b）分别为储能滤波电容两端电压 uc 的波形；图 1-3-c）、图 1-4-c）、图 1-5-c）分别为流过储能电感 L 电流 iL 的波形。

波形图

在 Ton 期间，控制开关 K 接通，输入电压 Ui 通过控制开关 K 输出电压 uo，然后加到储能滤波电感 L 和储能滤波电容 C 组成的滤波电路上，在此期间储能滤波电感 L 两端的电压 eL 为：

式中：Ui 输入电压，Uo 为直流输出电压，即：电容两端的电压 uc 的平均值。

在此顺便说明：由于电容两端的电压变化量ΔU 相对于输出电压 Uo 来说非常小，为了简单，我们这里把 Uo 当成常量来处理。在某种情况下，如需要对电容的初次充、放电过程进行分析时，必须需要建立微分方程，并求解。因为输出电压 Uo 的建立需要一定的时间，精确计算得出的结果中一般都含有指数函数项，当令时间变量等于无穷大时，即电路进入稳态时，再对相关参量取平均值，其结果就基本与（1-4）相等。

对（1-4）式进行积分得：

上面计算都是假设输出电压 Uo 基本不变的情况得到的结果，在实际应用电路中也正好是这样，输出电压 Uo 的电压纹波非常小，只有输出电压的百分之几，工程计算中完全可以忽略不计。

从（1-4）式到（1-11）和图 1-3、图 1-4、图 1-5 中可以看出：

当开关电源工作于临界连续电流或连续电流状态时，在 K 接通和关断的整个周期内，储能电感 L 都有电流流出，但在 K 接通期间与 K 关断期间，流过储能电感 L 的电流的上升率（绝对值）一般是不一样的。在 K 接通期间，流过储能电感 L 的电流上升率为：；在 K 关断期间，流过储能电感 L 的电流上升率为：。因此：

（1）当 Ui = 2Uo 时，即滤波输出电压 Uo 等于电源输入电压 Ui 的一半时，或控制开关 K 的占空比 D 为二分之一时，流过储能电感 L 的电流上升率，在 K 接通期间与 K 关断期间绝对值完全相等，即电感存储能量的速度与释放能量的速度完全相等。此时，（1-5）式中 i（0）和（1-11）式中 iLX 均等于 0。在这种情况下，流过储能电感 L 的电流 iL 为临界连续电流，且滤波输出电压 Uo 等于滤波输入电压 uo 的平均值 Ua。参看图 1-3。

（2）当 Ui》 2Uo 时，即：滤波输出电压 Uo 小于电源输入电压 Ui 的一半时，或控制开关 K 的占空比小于二分之一时：虽然在 K 接通期间，流过储能电感 L 的电流上升率（绝对值），大于，在 K 关断期间，流过储能电感 L 的电流上升率（绝对值）；但由于（1-5）式中 i（0）等于 0，以及 Ton 小于 Toff，此时，（1-11）式中的 iLX 会出现负值，即输出电压反过来要对电感充电，但由于整流二极管 D 的存在，这是不可能的，这表示流过储能电感 L 的电流提前过 0，即有断流。在这种情况下，流过储能电感 L 的电流 iL 不是连续电流，开关电源工作于电流不连续状态，因此，输出电压 Uo 的纹波比较大，且滤波输出电压 Uo 小于滤波输入电压 uo 的平均值 Ua。参看图 1-4。

（3）当 Ui 《2Uo 时，即：滤波输出电压 Uo 大于电源输入电压 Ui 的一半时，或控制开关 K 的占空比大于二分之一时：在 K 接通期间，虽然流过储能电感 L 的电流上升率（绝对值），小于，在 K 关断期间，流过储能电感 L 的电流上升率（绝对值）。但由于 Ton 大于 Toff，（1-5）式中 i（0）和（1-11）式中 iLX 均大于 0，即：电感存储能量每次均释放不完。在这种情况下，流过储能电感 L 的电流 iL 是连续电流，开关电源工作于连续电流状态，输出电压 Uo 的纹波比较小，且滤波输出电压 Uo 大于滤波输入电压 uo 的平均值 Ua。参看图 1-5。

串联式开关电源储能滤波电感的计算

从上面分析可知，串联式开关电源输出电压 Uo 与控制开关的占空比 D 有关，还与储能电感 L 的大小有关，因为储能电感 L 决定电流的上升率（di/dt），即输出电流的大小。因此，正确选择储能电感的参数相当重要。

串联式开关电源最好工作于临界连续电流状态，或连续电流状态。串联式开关电源工作于临界连续电流状态时，滤波输出电压 Uo 正好是滤波输入电压 uo 的平均值 Ua，此时，开关电源输出电压的调整率为最好，且输出电压 Uo 的纹波也不大。因此，我们可以从临界连续电流状态着手进行分析。我们先看（1-6）式：

（1-13）和（1-14）式，就是计算串联式开关电源储能滤波电感 L 的公式（D = 0.5 时）。（1-13）和（1-14）式的计算结果，只给出了计算串联式开关电源储能滤波电感 L 的中间值，或平均值，对于极端情况可以在平均值的计算结果上再乘以一个大于 1 的系数。

如果增大储能滤波电感 L 的电感量，滤波输出电压 Uo 将小于滤波输入电压 uo 的平均值 Ua，因此，在保证滤波输出电压 Uo 为一定值的情况下，势必要增大控制开关 K 的占空比 D，以保持输出电压 Uo 的稳定；而控制开关 K 的占空比 D 增大，又将会使流过储能滤波电感 L 的电流 iL 不连续的时间缩短，或由电流不连续变成电流连续，从而使输出电压 Uo 的电压纹波ΔUP-P 进一步会减小，输出电压更稳定。

如果储能滤波电感 L 的值小于（1-13）式的值，串联式开关电源滤波输出的电压 Uo 将大于滤波输入电压 uo 的平均值 Ua，在保证滤波输出电压 Uo 为一定值的情况下，势必要减小控制开关 K 的占空比 D，以保持输出电压 Uo 的值不变；控制开关 K 的占空比 D 减小，将会使流过滤波电感 L 的电流 iL 出现不连续，从而使输出电压 Uo 的电压纹波ΔUP-P 增大，造成输出电压不稳定。

由此可知，调整串联式开关电源滤波输出电压 Uo 的大小，实际上就是同时调整流过滤波电感 L 和控制开关 K 占空比 D 的大小。

由图 1-4 可以看出：当控制开关 K 的占空比 D 小于 0.5 时，流过滤波电感 L 的电流 iL 出现不连续，输出电流 Io 小于流过滤波电感 L 最大电流 iLm 的二分之一，滤波输出电压 Uo 的电压纹波ΔUP-P 将显著增大。因此，串联式开关电源最好不要工作于图 1-4 的电流不连续状态，而最好工作于图 1-3 和图 1-5 表示的临界连续电流和连续电流状态。

串联式开关电源工作于临界连续电流状态，输出电压 Uo 等于输入电压 Ui 的二分之一，等于滤波输入电压 uo 的平均值 Ua；且输出电流 Io 也等于流过滤波电感 L 最大电流 iLm 的二分之一。

串联式开关电源工作于连续电流状态，输出电压 Uo 大于输入电压 Ui 的二分之一，大于滤波输入电压 uo 的平均值 Ua；且输出电流 Io 也大于流过滤波电感 L 最大电流 iLm 的二分之一。

串联式开关电源储能滤波电容的计算

我们同样从流过储能电感的电流为临界连续电流状态着手，对储能滤波电容 C 的充、放电过程进行分析，然后再对储能滤波电容 C 的数值进行计算。

图 1-6 是串联式开关电源工作于临界连续电流状态时，串联式开关电源电路中各点电压和电流的波形。图 1-6 中，Ui 为电源的输入电压，uo 为控制开关 K 的输出电压，Uo 为电源滤波输出电压，iL 为流过储能滤波电感电流，Io 为流过负载的电流。图 1-6-a）是控制开关 K 输出电压的波形；图 1-6-b）是储能滤波电容 C 的充、放电曲线图；图 1-6-c）是流过储能滤波电感电流 iL 的波形。当串联式开关电源工作于临界连续电流状态时，控制开关 K 的占空比 D 等于 0.5，流过负载的电流 Io 等于流过储能滤波电感最大电流 iLm 的二分之一。

在 Ton 期间，控制开关 K 接通，输入电压 Ui 通过控制开关 K 输出电压 uo，在输出电压 uo 作用下，流过储能滤波电感 L 的电流开始增大。当作用时间 t 大于二分之一 Ton 的时候，流过储能滤波电感 L 的电流 iL 开始大于流过负载的电流 Io，所以流过储能滤波电感 L 的电流 iL 有一部分开始对储能滤波电容 C 进行充电，储能滤波电容 C 两端电压开始上升。

当作用时间 t 等于 Ton 的时候，流过储能滤波电感 L 的电流 iL 为最大，但储能滤波电容 C 的两端电压并没有达到最大值，此时，储能滤波电容 C 的两端电压还在继续上升，因为，流过储能滤波电感 L 的电流 iL 还大于流过负载的电流 Io；当作用时间 t 等于二分之一 Toff 的时候，流过储能滤波电感 L 的电流 iL 正好等于负载电流 Io，储能滤波电容 C 的两端电压达到最大值，电容停止充电，并开始从充电转为放电。

储能滤波电容进行放电时，电容两端电压是按指数曲线的速率变化

可以证明，储能滤波电容进行充电时，电容两端电压是按正弦曲线的速率变化，而储能滤波电容进行放电时，电容两端电压是按指数曲线的速率变化，这一点后面还要详细说明，请参考后面图 1-23、图 1-24、图 1-25 的详细分析。

图 1-6 中，电容两端的充放电曲线是有意把它的曲率放大了的，实际上它们的变化曲率并没有那么大。因为储能滤波电感 L 和储能滤波电容构成的时间常数相对于控制开关的接通或关断时间来说非常大（正弦曲线的周期：T =），即：由储能滤波电感 L 和储能滤波电容组成谐振回路的谐振频率，相对于开关电源的工作频率来说，非常低，而电容两端的充放电曲线变化范围只相当于正弦曲线零点几度的变化范围，因此，电容两端的充、放电曲线基本上可以看成是直线，这相当于用曲率的平均值取代曲线曲率。同理，图 1-3、图 1-4、图 1-5 中储能滤波电容 C 的两端电压都可以看成是按直线变化的电压，或称为电压或电流锯齿波。

实际应用中，一般都是利用平均值的概念来计算储能滤波电容 C 的数值。值得注意的是：滤波电容 C 进行充、放电的电流 ic 的平均值 Ia 正好等于流过负载的电流 Io，因为，在 D 等于 0.5 的情况下，电容充、放电的时间相等，只要电容两端电压的平均值不变，其充、放电的电流必然相等，并等于流过负载的电流 Io。

滤波电容 C 的计算方法如下：

由图 1-6 可以看出，在控制开关的占空比 D 等于 0.5 的情况下，电容器充、放电的电荷和充、放电的时间，以及正、负电压纹波值均应该相等，并且电容器充电流的平均值也正好等于流过负载的电流。因此，电容器充时，电容器存储的电荷ΔQ 为：

（1-17）和（1-18）式，就是计算串联式开关电源储能滤波电容的公式（D = 0.5 时）。式中：Io 是流过负载的电流，T 为控制开关 K 的工作周期，ΔUP-P 为输出电压的波纹。电压波纹ΔUP-P 一般都取峰-峰值，所以电压波纹正好等于电容器充电或放电时的电压增量，即：ΔUP-P = 2ΔUc。

顺便说明，由于人们习惯上都是以输出电压的平均值为水平线，把电压纹波分成正负两部分，所以这里遵照习惯也把电容器充电或放电时的电压增量分成两部分，即：2ΔUc。

同理，（1-17）和（1-18）式的计算结果，只给出了计算串联式开关电源储能滤波电容 C 的中间值，或平均值，对于极端情况可以在平均值的计算结果上再乘以一个大于 1 的系数。

当储能滤波电容的值小于（1-17）式的值时，串联式开关电源滤波输出电压 Uo 的电压纹波ΔUP-P 会增大，并且当开关 K 工作的占空比 D 小于 0.5 时，由于流过储能滤波电感 L 的电流 iL 出现不连续，电容器放电的时间大于电容器充电的时间，因此，开关电源滤波输出电压 Uo 的电压纹波ΔUP-P 将显著增大。因此，最好按（1-17）式计算结果的 2 倍以上来选取储能滤波电容的参数。